本發(fā)明屬于衛(wèi)星導(dǎo)航領(lǐng)域，介紹了ADC采樣信號中的直流偏置消除方法。

背景技術(shù)：

衛(wèi)星導(dǎo)航系統(tǒng)在軍事和民用領(lǐng)域應(yīng)用越來越廣泛。以GPS衛(wèi)星導(dǎo)航系統(tǒng)為例，其到地面的信號功率僅為-130dBm，這么微弱的信號非常容易受到干擾通常采用空域濾波的方法抑制導(dǎo)航系統(tǒng)的干擾信號。但是在給定的抗干擾指標(biāo)下，A/D量化誤差會帶來衛(wèi)星信號信噪比的損耗，并限制自適應(yīng)天線的干擾抑制能力。

以10bits ADC為例具體分析ADC的精度對抗干擾性能指標(biāo)的影響，如圖1所示。衛(wèi)星導(dǎo)航接收機進(jìn)行定位解算需要2bit量化噪聲，為了防止ADC采樣飽和，最高位預(yù)留給符號保護(hù)位，所以預(yù)留給抗干擾處理的有效位數(shù)是7bits。ADC采樣每位對應(yīng)的量化功率為6dBm，因此抗干擾信號處理的功率動態(tài)范圍為6dBm*7＝42dBm。另外，信號噪聲功率本身比衛(wèi)星信號大30dBm，所以10位ADC的理論抗干信比達(dá)到42dB+30dB＝72dB的干擾。

由以上分析可以看出，ADC的精度會直接影響抗干擾能力的大小。而ADC的直流偏置會引起ADC的量化誤差，導(dǎo)致精度下降。假設(shè)進(jìn)入ADC量化器的信號為單頻正弦信號，該信號疊加了一個幅度為-A的直流分量后，信號將整體下移，如圖2所示。從圖2中可以看出，當(dāng)信號達(dá)到量化負(fù)向最小電平時，量化器正向量化電平值仍將無法取到，相當(dāng)于量化電平數(shù)減少，同時也等效于量化位數(shù)的減少。假設(shè)量化器量化位數(shù)為N，最大量化電平值為Xm，則；量化間隔為：

當(dāng)信號沒有限幅時由直流偏置引起的量化電平數(shù)為：

直流偏置量引起的量化器量化電平數(shù)的減小量為：

由式(3)可知，直流偏置量直接影響ADC的有效位數(shù)。如果直流偏置量為量化器最大量化電平值的一半，則ADC的有效位數(shù)將減少1位。假設(shè)ADC量化比特數(shù)為16位，則量化器最大電平值為32768，根據(jù)式(3)可以得到ADC有效位數(shù)減小量與直流偏置之間的關(guān)系如圖3所示。

造成ADC直流偏置的原因有很多，諸如電路中的有源器件、信號調(diào)制的非理想性、ADC本身的誤差以及編碼器的編碼方式等都會產(chǎn)生直流信號分量。

技術(shù)實現(xiàn)要素：

為了克服現(xiàn)有技術(shù)的不足，本發(fā)明提供一種基于帶通濾波器的直流偏置量消除方法，通過帶通濾波器對信號進(jìn)行直流偏置量的抑制。

本發(fā)明解決其技術(shù)問題所采用的技術(shù)方案包括以下步驟：

步驟1，根據(jù)衛(wèi)星導(dǎo)航抗干擾天線中頻工作的中心頻率f0、帶寬B、模數(shù)轉(zhuǎn)換器的采樣頻率Fs以及通帶與阻帶之間的過渡帶寬D計算FIR濾波器歸一化的通帶第一頻率點通帶第二頻率點阻帶第一頻率點和阻帶第二頻率點

步驟2，設(shè)計FIR濾波器在歸一化頻率范圍內(nèi)的期望幅度響應(yīng)向量a＝[a0,astop1,apass1,apass2,astop2,a1]，其中，a0表示在歸一化頻率點0上的期望幅度響應(yīng)值；astop1表示在歸一化頻率點fstop1上的期望幅度響應(yīng)值；apass1表示在歸一化頻率點fpass1上的期望幅度響應(yīng)值；apass2表示在歸一化頻率點fpass2上的期望幅度響應(yīng)值；astop2表示在歸一化頻率點fstop2上的期望幅度響應(yīng)值；a1表示在歸一化頻率點1上的期望幅度響應(yīng)值；a0、astop1、apass1、apass2、astop2和a1的取值范圍均為0～1；

步驟3，采用Parks-McClellan算法設(shè)計階數(shù)為N階的濾波系數(shù)，得到FIR濾波器系數(shù)向量h(n)；

Y(z)＝H(z)X(z)

步驟4：將h(n)帶入中進(jìn)行卷積運算，成對輸入信號中直流信號的濾波處理；其中，x(n)表示濾波器的輸入向量，y(n)表示濾波器的輸出向量，h(n)表示濾波器的系數(shù)向量，N表示濾波器的階數(shù)，k表示濾波器系數(shù)向量的下標(biāo)，X(z)、Y(z)、H(z)分別表示x(n)、y(n)、z(n)對應(yīng)的Z變換。

本發(fā)明的有益效果是：

(1)本方法簡單易行，適用于各類衛(wèi)星導(dǎo)航抗干擾天線ADC采樣信號的直流偏置去除，具有通用性。

(2)本發(fā)明所設(shè)計的濾波器是在FPGA或DSP中通過數(shù)字信號處理方法實現(xiàn)的，處理的效果可以通過數(shù)據(jù)提取分析、判斷以及調(diào)整，從而克服硬件方式去除直流偏置缺乏靈活性的缺點。

(3)本文提出的去除直流偏置的方法可以降低硬件設(shè)計的復(fù)雜性和成本，可廣泛應(yīng)用于工程實踐中。

附圖說明

圖1是ADC精度對抗干擾性能指標(biāo)的影響示意圖；

圖2是直流偏置示意圖；

圖3是ADC有效位數(shù)減小量隨直流偏置量的變化關(guān)系示意圖；

圖4是濾波法消除直流偏置處理過程示意圖；

圖5是期望幅度響應(yīng)向量與歸一化頻率點對應(yīng)關(guān)系示意圖；

圖6是平穩(wěn)寬帶干擾時，四單元抗干擾天線ADC采樣原始數(shù)據(jù)頻譜示意圖；

圖7是FIR濾波器期望幅度響應(yīng)示意圖；

圖8是FIR濾波器系數(shù)示意圖；

圖9是FIR濾波器幅度響應(yīng)示意圖；

圖10是四單元抗干擾天線均值法去除直流偏置后的數(shù)據(jù)頻譜示意圖。

具體實施方式

下面結(jié)合附圖和實施例對本發(fā)明進(jìn)一步說明，本發(fā)明包括但不僅限于下述實施例。

本發(fā)明提供一種基于帶通濾波器的直流偏置量消除方法，直流偏置量在頻譜上表現(xiàn)為信號的零頻分量較大。因此，可以通過帶通濾波器對信號進(jìn)行直流偏置量的抑制(簡稱濾波消除法)。考慮到FIR濾波器具有線性相位響應(yīng)特性，因此本文采用FIR帶通濾波器對ADC采樣信號進(jìn)行直流偏置量抑制，濾波法消除直流偏置處理過程如圖4所示，FIR濾波器在FPGA或DSP中實現(xiàn)。

濾波器最終輸出可以通過以下卷積的形式表示為：

通過Z變化可以進(jìn)一步表示為：

Y(z)＝H(z)X(z)

其中，x(n)表示濾波器的輸入向量，y(n)表示濾波器的輸出向量，h(n)表示濾波器的系數(shù)向量，N表示濾波器的階數(shù)，k表示濾波器系數(shù)向量的下標(biāo)，X(z)、Y(z)、H(z)分別表示x(n)、y(n)、z(n)對應(yīng)的Z變換。

由(5)式可見，FIR濾波器是由一個“抽頭延遲線”、加法器和乘法器的集合構(gòu)成，每個乘法器的系數(shù)就是一個FIR系數(shù)。

FIR濾波器設(shè)計實現(xiàn)步驟如下：

步驟1：根據(jù)衛(wèi)星導(dǎo)航抗干擾天線中頻工作的中心頻率f0、帶寬B、模數(shù)轉(zhuǎn)換器的采樣頻率Fs以及通帶與阻帶之間的過渡帶寬D(通常取2MHz～4MHz)計算FIR濾波器歸一化的通帶第一頻率點fpass1、通帶第二頻率點fpass2、阻帶第一頻率點fstop1和阻帶第二頻率點fstop2，計算表達(dá)式如下：

步驟2：設(shè)計FIR濾波器在歸一化頻率范圍內(nèi)的期望幅度響應(yīng)向量a，表達(dá)式如下：

a＝[a0,astop1,apass1,apass2,astop2,a1] (10)

其中，a0表示在歸一化頻率點0上的期望幅度響應(yīng)值；astop1表示在歸一化頻率點fstop1上的期望幅度響應(yīng)值；apass1表示在歸一化頻率點fpass1上的期望幅度響應(yīng)值；apass2表示在歸一化頻率點fpass2上的期望幅度響應(yīng)值；astop2表示在歸一化頻率點fstop2上的期望幅度響應(yīng)值；a1表示在歸一化頻率點1上的期望幅度響應(yīng)值。a0、astop1、apass1、apass2、astop2和a1的取值范圍在0～1之間。圖5所示為期望幅度響應(yīng)向量與歸一化頻率點的對應(yīng)關(guān)系。

步驟3：根據(jù)第一步計算得到的歸一化頻率點和第二步設(shè)計得到的期望幅度響應(yīng)向量，采用Parks-McClellan算法設(shè)計階數(shù)為N階的濾波系數(shù)，得到FIR濾波器系數(shù)向量h(n)。

步驟4：將步驟3得到的濾波器系數(shù)向量，帶入公式(5)中進(jìn)行卷積運算，即可完成對輸入信號中直流信號的濾波處理。

以BDS B3系統(tǒng)為例說明基于FIR濾波器進(jìn)行直流分量去除在抗干擾信號處理中的實施步驟和效果?？垢蓴_天線采用4陣元天線陣列，BD2B3頻點抗干擾天線中頻中心頻率f0＝15.52MHz、采樣率Fs＝62MHz、工作帶寬B＝20MHz。干擾射頻信號采用π/4DQPSK調(diào)制的寬帶壓制式信號，中心頻率為1268.52MHZ，帶寬為20MHz。

圖6所示為ADC中頻采樣信號的頻譜，可以看出，每個通道信號中均存在約0dB的直流偏置量。

步驟1：設(shè)計FIR濾波器，其過渡帶寬D＝1MHz，將頻率相關(guān)參數(shù)代入式(6)、式(7)、式(8)和式(9)分別計算FIR濾波器歸一化的通帶第一頻率點fpass1、通帶第二頻率點fpass2、阻帶第一頻率點fstop1和阻帶第二頻率點fstop2：

步驟2：設(shè)計FIR濾波器在歸一化頻率范圍內(nèi)的期望幅度響應(yīng)向量a：

a＝[a0,astop1,apass1,apass2,astop2,a1]＝[0,0,1,1,0,0] (15)

得到FIR濾波器期望幅度響應(yīng)如圖7所示。

步驟3：根據(jù)步驟1計算得到的歸一化頻率點和步驟2設(shè)計得到的期望幅度響應(yīng)向量a，采用Parks-McClellan算法設(shè)計階數(shù)為16階(K＝15)的FIR濾波器。具體實現(xiàn)采用Matlab軟件SignalProcessing工具箱的firpm函數(shù)得到濾波系數(shù)向量b：

beven＝firpm(K,f,a) (16)

其中，f＝[0,0.1458,0.1781,0.8232,0.8555,1]為歸一化頻率向量，a＝[0,0,1,1,0,0]為與歸一化頻率向量對應(yīng)的期望幅度響應(yīng)向量。得到的FIR濾波器系數(shù)如圖8所示。所設(shè)計的FIR濾波器幅度響應(yīng)如圖9所示。

步驟4：采用所設(shè)計的濾波器對圖6所示，存在平穩(wěn)寬帶干擾時，四單元抗干擾天線ADC采樣原始數(shù)據(jù)進(jìn)行濾波處理。圖10所示為濾波處理后各通道信號的頻譜。對比圖6和圖10可以看出，采用濾波法處理后，ADC采樣信號中的直流偏置量得到了有效地抑制，從0dB降低至約-30dB。

總結(jié)

以上是生活随笔為你收集整理的matlab 信号去直流,基于FIR滤波的ADC采样信号中直流信号的消除方法与流程的全部內(nèi)容，希望文章能夠幫你解決所遇到的問題。

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