1.基礎(chǔ)知識(shí)點(diǎn)

1.1 AC-DC基礎(chǔ)分析

? ? ? 交流轉(zhuǎn)直流電源功能框圖如圖1所示

圖1

? ? ? ?以最常見(jiàn)的橋式整流電路來(lái)歸納總結(jié)，常見(jiàn)橋式電路簡(jiǎn)圖如圖2所示：

????????圖2

? ? ? ?負(fù)載可分成三種情況，電阻負(fù)載、電感和電阻負(fù)載、電容和電阻負(fù)載。

? ? ? ?● 電阻負(fù)載

? ? ? ?橋式整流電路計(jì)算主要參數(shù)如圖3所示（平均輸出電壓和平均輸出電流）：

圖3

???????考慮到電網(wǎng)電壓波動(dòng)在±10%左右，所以整流二極管最大整流電流和最大反向電壓應(yīng)該滿足如下要求：

圖4

? ? ? ?● 電感濾波

? ? ? ?圖5為電感濾波簡(jiǎn)要示意圖：

圖5

? ? ? ?輸出電壓由直流分量和交流分量綜合所構(gòu)成，其計(jì)算公式如圖6所示：

圖6

????????其中R為電感阻值，RL為負(fù)載電阻。由于電感電阻遠(yuǎn)小于負(fù)載電阻，所以Uo=0.9U2，并且只有當(dāng)負(fù)載阻值遠(yuǎn)小于ωL時(shí)電感濾波才達(dá)到很好的效果。橋式整流電路電感濾波優(yōu)點(diǎn)：整流二極管的導(dǎo)電角大，峰值電流小，輸出特性較平坦。橋式整流電路電感濾波缺點(diǎn)：存在鐵心，笨重、體積大，易引起電磁干擾，一般只適應(yīng)于低電壓、大電流的場(chǎng)合。

????????● 電容濾波

????????圖7為電感濾波簡(jiǎn)要示意圖：

圖7

????????圖8為電容濾波實(shí)際充放電波形以及整流二極管導(dǎo)通角：

圖8

????????把充放電曲線按照直線來(lái)計(jì)算處理，可按照?qǐng)D9處理計(jì)算：

圖9

????????按照相似三角形原理有如下計(jì)算公式：

????????輸出電壓的大小與負(fù)載的RC常數(shù)有很大關(guān)系，當(dāng)無(wú)負(fù)載時(shí)R趨近無(wú)窮大，此時(shí)UO=√2U2。當(dāng)RLC=(3～5)T/2時(shí)，UO≈1.2U2。考慮到電網(wǎng)電壓波動(dòng)在±10%左右，所以整流二極管最大整流電流和最大反向電壓應(yīng)該滿足如下要求：

????????通過(guò)分析整流后充放電波形，當(dāng)電容容值越大充放電曲線越平緩，濾波效果越好。

電容濾波和電感濾波比較：

????????電容濾波在大電流負(fù)載情況下，此時(shí)負(fù)載阻值很小為達(dá)到較好的濾波效果需要使用很大的容值電容，這就對(duì)電容選型造成很大影響。

????????電感濾波電路是用電感器構(gòu)成的一種濾波電路，其濾波效果相當(dāng)好，只是要求濾波電感的電感量較大，電路的成本比較高。通過(guò)電容濾被或電感濾波的分析，直流輸出或多或少仍有波動(dòng)。在要求較高的場(chǎng)合，為了得到更加平滑的直流，可以采用復(fù)式濾波器。

????????● 混合濾波

????????LC濾波、LC π型濾波、RC π型濾波電路圖如圖10所示：

圖10

????????電容濾波器適用負(fù)載較大的情況，而電感濾波器適用負(fù)載較小的情況，如果把這兩種電路組合起來(lái)，就構(gòu)成了如圖圖b所示的濾波器，它對(duì)于一般負(fù)載都可以適用。LC π型濾波器是由C濾波器和LC濾波器組合而成，先經(jīng)C型濾波器濾波，然后再經(jīng)LC濾波器濾波。所以π型濾波器性能比LC和C型濾波器都要優(yōu)越，輸出電壓上獲得的電壓將更平滑。此處應(yīng)注意C1作為第一級(jí)濾波電容容值不能太大，過(guò)大的容值易造成開(kāi)機(jī)電流過(guò)大和充電時(shí)間過(guò)長(zhǎng)，此會(huì)造成整流二極管損壞。

????????各種濾波電路的性能比較如圖11所示：

圖11

1.2. 反極型拓?fù)溟_(kāi)關(guān)電源(同名buck-boost電源)

????????開(kāi)關(guān)電源分為BUCK、BOOST、BUCK-BOOST三種，如圖12、圖13、圖14所示：

圖12

圖13

圖14

????????BUCK也稱降壓斬波器，其輸出均勻電壓 UO小于輸進(jìn)電壓Ui，極性相同。降壓公式為Vo=Vi*D。

????????BOOST也稱升壓斬波器，其輸出均勻電壓UO大于輸進(jìn)電壓Ui，極性相同。升壓公式：Vo= Vi?/ (1-D)。

????????Buck-Boost也稱降壓或升壓斬波器，其輸出均勻電壓UO大于或小于輸進(jìn)電壓Ui，極性相反。其輸出電壓VO= (-Vi)*(D?/ (1-D))，可通過(guò)調(diào)整D使得輸出大于或小于輸入電壓。

????????備注：為了防止電感出現(xiàn)磁飽輸入電壓幅秒數(shù)要等于輸出電壓幅秒數(shù)，以此為基礎(chǔ)進(jìn)行計(jì)算可以很方便對(duì)輸出電壓進(jìn)行計(jì)算。

2. 反激式開(kāi)關(guān)電源

????????反激式開(kāi)關(guān)電源是在Buck-Boost基礎(chǔ)上使用帶輔助端的變壓器將輸入端和輸出端進(jìn)行隔離，并且在輸入端進(jìn)行電壓調(diào)節(jié)控制。

????????反激式開(kāi)關(guān)電源也可稱為隔離式Buck-Boost開(kāi)關(guān)電源。

2.1. 反激式開(kāi)關(guān)電源功能模塊

????????反激式開(kāi)關(guān)電源功能模塊框圖如圖15所示：??????

??圖15

2.2. 反激式開(kāi)關(guān)電源構(gòu)成分析

2.2.1EMI和整流濾波

????????接地處理的EMI濾波器推薦設(shè)計(jì)如圖16所示：

??圖16

????????無(wú)接地措施的產(chǎn)品的EMI濾波器推薦設(shè)計(jì)如圖17所示：

圖17

????????濾波器EMI傳導(dǎo)典型差模共模等效設(shè)計(jì)圖如圖18所示：

圖18

????????其中V1和V2為X安規(guī)電容放電電阻，以滿足插頭拔除后在1秒鐘內(nèi)將電壓泄放到24V以下。圖中LCM為共模電感的電感標(biāo)稱值，兩個(gè)LDM為公模電感兩線圈的漏感（未加差模電感時(shí)）。

????????如圖19中所示上圖為L(zhǎng)和N公模等效濾波電路，下圖為L(zhǎng)和N差模等效濾波電路（公模電感等效取消）。

圖19

????????LC和CL濾波電路的截止頻率

????????CLC濾波電路的截止頻率為

????????其中在計(jì)算時(shí)LCM＞＞LDM，并且Cx＞＞Cy。

????????為滿足傳導(dǎo)測(cè)試的CLASSA/B的限值要求，其如圖20所示：

圖20

????????濾波器截止頻率通過(guò)實(shí)踐數(shù)據(jù)為10KHZ～50KHZ，其設(shè)計(jì)的濾波器能通用大部分的運(yùn)用設(shè)計(jì)，并且同時(shí)要求低于我們的開(kāi)關(guān)電源的最大工作頻率。可按照濾波器截止頻率f = 50K來(lái)對(duì)電感和濾波電容進(jìn)行參數(shù)確定。

????????在EMI處理前端需要加上保險(xiǎn)絲保護(hù)電路電流過(guò)大，加上壓敏電阻阻止雷擊和浪涌。

2.2.2. 整流濾波

????????此處的整流濾波和最開(kāi)始講解內(nèi)容非常相似，兩者的區(qū)別是前者是直接對(duì)220V交流電進(jìn)行整流濾波，后者是先將220V交流電變壓器降壓為低壓交流后再整流濾波。

????????常見(jiàn)的整流濾波電路如圖21所示：

圖21

????????采用LC和RC復(fù)合濾波電路，依據(jù)前面分析結(jié)論可得出如下結(jié)論：

????????????????VO = 1.2Vi = 1.2*220 = 264V

????????整流二極管的方向耐壓

????????正向電流

（If為變壓器峰值電流）。

????????由于此時(shí)電流值比較小為了達(dá)到較好的濾波效果可采用mH電感來(lái)作為感抗，由于AC輸入端已將高頻信號(hào)濾除，并且主要濾除50Hz的整流后的紋波，可將截止頻率范圍設(shè)定為1K左右。依據(jù)前面分析可知濾波器前端電容為主要濾波電容，為了減小開(kāi)機(jī)時(shí)電容充電電流C1需要比C2容值小一些。

2.2.3. 輸入輸出隔離

????????使用帶輔助端的變壓器替換buck-boost中的電感來(lái)構(gòu)成反激式開(kāi)關(guān)電源，常見(jiàn)反激式開(kāi)關(guān)電源變壓器隔離部分如圖22所示：

圖22

????????由上圖中分析可知，變壓器初級(jí)作為輸入，初級(jí)輔助端和次級(jí)作為兩個(gè)反向輸出端。由于次級(jí)和輔助端電壓為固定的比值，所以通過(guò)監(jiān)控初級(jí)輔助端輸出電壓來(lái)間接控制輸出電壓。通過(guò)對(duì)輔助端電壓監(jiān)控來(lái)動(dòng)態(tài)調(diào)整初級(jí)輸入端的通斷時(shí)間，以確保輸出電壓穩(wěn)定。

RCD緩沖器

????????RCD緩沖器用于消除此振蕩電路，常見(jiàn)的有接地RCD和接正極RCD，如圖23和如圖24所示：

? ? ? ?由于接地RCD中開(kāi)關(guān)管D極電壓是接正極RCD方式電壓的兩倍，在同時(shí)間段內(nèi)會(huì)產(chǎn)生更強(qiáng)烈地振蕩現(xiàn)象，所以在實(shí)際產(chǎn)品設(shè)計(jì)中多采用接正極RCD方式。

????????RCD構(gòu)成的鉗位電路在開(kāi)關(guān)變換器中運(yùn)用廣泛，RCD參數(shù)設(shè)計(jì)對(duì)于變換器性能尤其重要，以圖25反激變換器為例介紹RCD參數(shù)定性分析和定量設(shè)計(jì)。

圖25

????????反激式變換器當(dāng)開(kāi)關(guān)管導(dǎo)通時(shí)，能量存儲(chǔ)在勵(lì)磁電感與漏感中，當(dāng)開(kāi)關(guān)管截止時(shí)，存儲(chǔ)在勵(lì)磁電感的能量傳遞到副邊，而漏感中的能量無(wú)法傳遞到副邊，而是損耗在開(kāi)關(guān)管和 RCD箝位電路上。

????????當(dāng)C較大時(shí)，RC時(shí)間常數(shù)較大，電容C上，電壓上升緩慢。當(dāng)C特別大，電容C峰值電壓小于副邊反射電壓，電容C上電壓在副邊反射電壓附近波動(dòng)，并與電阻R形成死負(fù)載。

????????當(dāng)RC值合適時(shí)，開(kāi)關(guān)VS從關(guān)斷到開(kāi)通瞬間，電容C放電接近（N1/N2）*UO。

????????當(dāng)RC值較小時(shí)，RC時(shí)間常數(shù)較小，在開(kāi)關(guān)VS從關(guān)斷到開(kāi)通瞬間之間，電容C電壓已經(jīng)放電至（N1/N2）*UO，并停留在此電壓處，這時(shí)電阻R形成死負(fù)載，降低了效率。

????????上面3種情況充放電波形如下圖26所示：

圖26

????????從抑制電壓尖峰上考慮，箝位電阻R1、箝位電容C1值根據(jù)最大輸入電壓設(shè)計(jì)。從變換器效率設(shè)計(jì)考慮箝位電阻R1、箝位電容C1值應(yīng)根據(jù)最小輸入電壓最大負(fù)載即最大占空比情況選取。否則，隨著占空比D的增大，副邊二極管導(dǎo)通時(shí)間縮短，箝位電容上電壓會(huì)出現(xiàn)平臺(tái)，導(dǎo)致箝位電容成為死負(fù)載，箝位電阻消耗勵(lì)磁電感的能量，會(huì)降低變換器的效率。因此在箝位電路參數(shù)設(shè)計(jì)時(shí)，以抑制電壓尖峰為主進(jìn)行設(shè)計(jì)，并最終對(duì)最大占空比情況下開(kāi)關(guān)管截止結(jié)束時(shí)的箝位電壓與反射電壓進(jìn)行比對(duì)和驗(yàn)證。

????????首先，對(duì)開(kāi)關(guān)管的漏源擊穿電壓VDSS進(jìn)行分段，其中VOR+Vspike=Vclamp。因此，VDSS可以分為三段：

輸入的直流電壓值Vin；

主開(kāi)關(guān)管VDSS的裕量VMR；

RCD箝位電路的箝位電壓Vclamp，由副邊反射到原邊的電壓VOR和峰值電壓Vspike組成。VDSS的組成如圖27所示。

圖27

其次，對(duì)于以上開(kāi)關(guān)管VDSS的幾部分進(jìn)行計(jì)算：

(1)輸入的直流電壓Vin?

在Vin取值時(shí)，以最高輸入電壓值為準(zhǔn)。?

(2)主開(kāi)關(guān)管VDSS的裕量VMR

VMR是取開(kāi)關(guān)管VDSS的10%為最小值。?

(3)RCD箝位電路的箝位電壓有效值Vclamp?

Vclamp包括兩部分，副邊反射到原邊的電壓值和漏感產(chǎn)生的尖峰電壓Vspike。漏感產(chǎn)生的尖峰電壓Vspike的大小可以通過(guò)箝位電路進(jìn)行抑制，副邊反射到原邊的電壓VOR是根據(jù)輸出端最高電壓VO以及整流二極管導(dǎo)通管壓降VF的最大值計(jì)算

所得：VOR=(Vo+VF)×N。開(kāi)關(guān)管的VDSS減去VMR和Vin?max兩項(xiàng)就剩下Vclamp，因此有：Vclamp?=?VDSS-VMR-Vin?max。?

在箝位電路工作過(guò)程中，當(dāng)箝位電容充電時(shí)可以看作漏感Ls和箝位電容C1構(gòu)成串聯(lián)諧振，諧振周期為T(mén)=2π LsC1。經(jīng)過(guò)1/4諧振周期，箝位電容充電完畢， 充電時(shí)間相對(duì)于開(kāi)關(guān)周期而言是很短暫的，因此可以近似認(rèn)為電容C1的放電時(shí)間維持整個(gè)開(kāi)關(guān)周期。

1)確定箝位電阻R1?

Vclamp=0.9VDSS-Vin?max

箝位電阻消耗的功率為：

????????箝位電路損耗的能量來(lái)源于漏感中儲(chǔ)存的能量，以及副邊反射電壓提供的能量，所以箝位電路損耗的功率為：

????????其中Ls是變壓器的漏感，Ipk是原邊電感的峰值電流，Vor是副邊反射到原邊的電壓，f s為開(kāi)關(guān)管的工作頻率。

????????RCD理想設(shè)計(jì)情況下，一個(gè)開(kāi)關(guān)周期中箝位電路的損耗能量完全由箝位電阻消耗，因此有Pr1=Pclamp，可以解出箝位電阻

2) 確定箝位電容C1

????????開(kāi)關(guān)關(guān)斷時(shí)，存儲(chǔ)在漏感中的能量轉(zhuǎn)移到電容C1中，所以有：

Ls是變壓器的漏感，I pk是原邊的峰值電流，Vc0是箝位電容 C1的初始電壓值，一般取零。故有：

3) 對(duì)R1和C1的驗(yàn)證

????????為了防止箝位二極管D1導(dǎo)通時(shí)箝位電阻成為死負(fù)載，在最大占空比下開(kāi)關(guān)管S截止結(jié)束時(shí)，箝位電壓應(yīng)大于VOR：

2.2.4. 反相濾波輸出

????????反相輸出電路示意圖如圖28所示：

圖28

????????當(dāng)開(kāi)關(guān)管關(guān)閉時(shí)變壓器次級(jí)電壓反向使得二極管導(dǎo)通，因輸出端電流較大所以LCπ型濾波電路中電感使用較大電流值的電容。由于電感值較輸入端電感值小很多，為達(dá)到較好的紋波濾波衰減效果需要使用較大容值電容，才能達(dá)到較好地濾波效果。

????????開(kāi)關(guān)二極管并且的RC器件用于其作用是抑制反向峰值電壓（浪涌電壓）

????????對(duì)二極管的影響，以保護(hù)二極管耐壓不足不致引起可能的損壞。

????????變壓器次級(jí)線圈分布電容會(huì)儲(chǔ)存一定電荷，可通過(guò)使用小容值電容將冷地（AGND）和熱地連接起來(lái)以釋放電容。

總結(jié)

以上是生活随笔為你收集整理的反激式开关电源技术归纳（上）的全部?jī)?nèi)容，希望文章能夠幫你解決所遇到的問(wèn)題。

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