作者： 周強

郵箱：zhouq@gospower.com

深圳市高斯寶電氣技術有限公司新能源事業部

引言：

我常在朋友圈回放本系列之二《三個男人。兩個安徽人、一個浙江人，承載“汽車強國”之夢？！︱“新能源汽車與電力電子技術”系列之二》。遇到有些朋友回復說，這篇文章寫得很有深度，我便將之引為知己。很少有人體會到這篇文章是有深度的。在這篇文章中，我借用任和馬，深情隱晦表達了我的很多觀點，特別是人才觀點。

作為一個自我標榜的“慢跑型”選手，我并不急于狂飆突進，我關心的是一個個“人”的“起來”，一個完整的高品質的團隊整體“起來”。因此，我會非常認真地對待“每一位”實習生、畢業生，他們來深圳的第一天我就和他們一起聚餐吃飯，然后就和他們開始一場以“成長”為使命的長征。

我在苦心孤詣地尋找和培育“十八羅漢”。本文作者周強君便是我們的“十八羅漢”之一。他從華中科技大學研究生畢業后從事電源軟件開發工作，現在主持一個超高難度產品的完整開發過程，從仿真到原理圖設計到硬件布局，到調試實現，到產品化。我希望他在這個產品上化身為一個純粹的硬件工程師。周強君在打通軟硬件任督二脈的路上，付出了艱辛的努力，但樂此不疲。他的系列文章的輸出是我誘導的，更是他積極主動應對的。我不太好意思經常重復一個名言：人和人的差別和人比狗的差別還要大。周強君的積極上進和學習能力，對自己高標準的嚴格要求和完美人格，常讓我想起這句話。

我喜歡用“定位“這個詞。”新能源汽車與電子電子技術“系列計劃寫100篇，但我壓根就沒想這100篇是哪些題目，只是“定位”了她既面向車企的電力電子類工程師們，也面向純粹的電力電子工程師們，當然，所有新能源汽車行業的從業者也能從其中挑出幾篇他所感興趣的，譬如類似《三個男人》這篇。100篇，本身也是一種“長征“，特別是對于我這種每天工作16小時以上，每天無數電話，每天100封以上郵件的行動者而言。

我的引言是異類的，似乎只是為了勾起你閱讀的興致，但更是隨性的不拘一格的表達。希望這個引言不影響大家閱讀周強君這篇“熬制“出來的文章的嚴謹專業的態度。

我想說，周強君的這篇文章非常值得純粹的電力電子工程師收藏。文中有些地方雖然悟了很久，但可能仍沒有抵達真理。我謹代表周強君，歡迎大家提出斧正。

——???汪進進

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在開關電源最常見的開關器件MOSFET的應用中，不可避免的會遇到硬開關帶來的柵源電壓Vgs震蕩，漏源電壓Vds震蕩，硬開關損耗，EMI等問題。這些問題與MOS管器件寄生參數、驅動電路、PCB走線、硬開關電壓電流大小等因素相關。本文結合筆者的理解從以下幾個方面進行總結：

1)MOS管物理特性

2)MOS管的米勒平臺--硬開通關斷分析

3)MOS管的等效模型與Vgs、Vds震蕩分析

4)MOS管的軟開關實現

5)PCB走線影響

01MOS管物理特性

金屬(metal)、氧化物(oxide)、半導體(semiconductor)場效應晶體管(field effect transistor)簡稱MOSFET或者MOS管。以最常見的增強型N溝道增強型MOS管為例，以P型硅材料作為襯底，兩個高摻雜的N區分別為源極(Source)和漏極(Drain)，絕緣層上安置柵極(Gate)。其基本工作原理簡圖如下：

圖1??N溝道MOS管基本工作原理示意圖

a)?Vgs=0，沒有導電溝道。

b)?Vgs>Vth(開啟電壓)，形成DS之間的N型感生溝道。

c)?Vgs>Vth，外加Vds較小，Vds漏極電流Id隨Vds上升而迅速增大，呈現電阻特性的線性區。其特性如圖2b。

d)?當Vds增大到Vds>Vgs-Vth，到達飽和區，漏極電流Id達到最大保持不變。臨界點為Vds=Vgs-Vth也是Vth=Vgs-Vds=Vds。

e)?當Vds電壓固定，增大Vgs過程中，呈現的特性為轉移特性。當Vgs

圖2??a)N溝道MOS管轉移特性圖????b)N溝道MOS管輸出特性圖

02MOS管的米勒平臺--硬開通關斷分析

MOS管寄生參數簡化模型如圖3所示，其中Ld、Lg、Ls分別為漏柵源極寄生電感和走線電感，Cgd、Cgs、Cds為極間寄生電容，Rgs驅動輸入電阻。分別對漏源極和柵源極的阻抗網絡簡化得到圖3。

圖3??MOS管寄生參數簡化模型

MOS管的應用一般都是硬開通，即在驅動電壓為高電平前，Vds已經有較大的初始值，因此其開通過程為圖2a。其開通波形如圖4所示。

圖4??MOS管開通波形

圖5??MOS管驅動開通結電容充放電回路

1)在t0-t1階段，Vgs上升到開啟電壓Vth.驅動電流給Cgs充電，給Cgd放電。

2)在t1-t2階段，開始有漏源電流導通，Ids迅速增大，Vds幾乎不變。驅動電流給Cgs充電，給Cgd放電。Cgd通過MOS管內阻形成回路。

3)在t2-t3階段，Ids已經達到最大，保持基本不變，達到飽和區，Vds迅速下降，Cgs充電，給Cgd放電。Cgd通過MOS管內阻形成回路。且電容Vds通過內阻形成回路放電。在某一時刻，電容Cds通過內阻形成回路放電速率與Cgd通過MOS管內阻和驅動電阻形成回路放電速率相等，電壓同等速率變化時，Vgs保持不變，形成米勒平臺。當內阻持續變小過程中，結電容Cgd和Cds放電速率如果不能保持一致，Vgs發生變化。可能形成在米勒平臺區間的Vgs震蕩。如圖5所示。

4)在t3-t4階段，MOS管已經完全導通，導通內阻保持最小固定值，Vds保持不變。驅動電流繼續給Cgs充電，給Cgd通過內阻反向充電。直到Cgs充滿電。

5)當驅動關斷時，整個過程完全反向。

米勒平臺時間越長，導致MOS管的Vds下降速度越慢，因此導致開通損耗大，并且平臺區容易產生Vgs震蕩。結電容Cgd大小和Vds初始化電壓對米勒平臺時間長短影響大。Vds初始化電壓由應用場景決定，無法改變。因此可以選擇結電容Cgd小的開關管，或者通過增加驅動電流來縮短結電容Cgd的放電時間。也就是要改小，驅動電阻Rgs。但是按照經驗改小驅動電阻Rgs有可能引起Vgs?震蕩，為什么？

MOS管開通，常常會有Vds震蕩尖峰(體現在上下對管的Vds上)。在米勒平臺區間的Vgs震蕩只要不至于震蕩到低于開啟電壓Vth，都不會改變Vds下降的方向，因此不會導致Vds震蕩。而Vds的震蕩，常常由寄生電容Cds、寄生電感Ld、Ls和拓撲回路電感電容諧振在階躍電壓VDS輸入產生。Vds震蕩嚴重的情況下，會導致超過MOS管最大DS耐壓值，導致MOS管損壞。

因此希望通過分析，得到Vgs和Vds震蕩的影響因素，以及如何抑制。

03MOS管的等效模型與Vgs、Vds震蕩分析

參考論文《Analysis of dv/dt Induced Spurious Turn-on of MOSFET》，其分析計算結果有Vgs的峰值電壓滿足關系：

其中K為Vds改變速率。可以得到結論：

1)寄生電感Lg、Ld、Ls與Vgs尖峰成正相關性，驅動速度K、寄生電容Cgd、Cds與Vgs尖峰成正相關性。

2)驅動電阻Rgs、寄生電容Cgs與Vgs尖峰成負相關性。

因此為了減少Vgs尖峰，可以減少寄生電感Lg、Ld、Ls(控制布線電感)，加大驅動電阻Rgs，加大寄生電容Cgs(外并小電容)，選擇寄生電容Cgd、Cds小的開關管。

下面嘗試單獨分析Vgs和Vds的寄生參數在階躍響應下的影響。

1. 對于Vgs的分析

圖6MOS管GS等效阻抗模型

對于柵漏極的阻抗簡化分析，其中驅動電壓對地的阻抗為：

其中柵極對地的阻抗為：

那么阻抗傳遞函數為：

其中：

在這里STW70N60DM2這款MOS管為例，手冊中參數滿足，Ciss=Cgs+Cgd，Coss=Cds+Cgd，Crss=Cgd。分別得到近似寄生參數C2=Cgs=5nf，Cds=240pf，Cgd=3pf，選擇參數Rgs=10ohm，Ls=Ld=10nH，Lg=100nH，那么MOS管在單位驅動階躍電壓的激勵下，Vgs電壓響應為如圖7所示。可以看出Vgs電壓沒有震蕩，上升時間約為200ns。

圖7 MOS管GS電壓單位階躍響應

然后分別測試在不同驅動電阻Rgs的驅動響應，可以得到如圖8所示。由下圖可以看出當Rgs=5ohm時，驅動電壓已經開始震蕩，到Rgs=2ohm時，驅動電壓震蕩劇烈。

圖8 MOS管GS電壓在不同驅動電阻Rgs下的單位階躍響應

同樣可以得到不同的Cgs和不同的Lgs下的驅動響應如下圖9和圖10：

圖9 MOS管GS電壓在不同柵源電容Cgs下的單位階躍響應

圖10 MOS管GS電壓在不同驅動寄生電感Lgs下的單位階躍響應

可以得到與開始結論一致的結果，驅動回路中的寄生電感Lgs與驅動震蕩尖峰成正相關性，驅動電阻和柵源寄生電容和驅動震蕩尖峰成負相關性。

2.??對于Vds的分析

圖11??MOS管DS等效阻抗模型

考慮DS回路電阻，選擇下管的導通電阻為Rdson=0.04ohm,對于漏源極的阻抗簡化分析，其中回路中漏極到地阻抗為：

其中MOS管源極對地的阻抗為：

考慮單位階躍Vds信號對對應同橋臂上下管Vds的影響。其傳遞阻抗網絡比為：

仍然以該款MOS管為例，在單位階躍電壓VDS的激勵下，對管Vds電壓響應為如圖12所示。

圖12?不同寄生電感下MOS管DS電壓在對管開通的VDS單位階躍響應

由上圖可知，減少MOS管的漏源回路寄生電感，可以有效減少Vds的震蕩時間。考慮對MOS管的漏源極并接小電容的影響

圖13?漏源極并聯小電容MOS管DS電壓在對管開通的VDS單位階躍響應

由上圖可知，在MOS管的漏源并聯22nf電容后，可以有效減少Vds的震蕩頻率。考慮對MOS管的漏源極并接RC吸收的影響。選擇吸收電阻Re=10ohm，吸收電容Ce=0.1nf。其傳遞阻抗網絡比通過換算可以得到：

圖14?漏源極并RC吸收對MOS管DS電壓單位階躍響應影響

圖14?不同參數RC吸收對MOS管DS電壓單位階躍響應影響

由上圖可知，選擇合適的RC吸收可以很好的抑制源漏極震蕩，但是實際電路中加入RC吸收本身會有消耗損耗，并且需要考慮到R的功率，和C的耐壓。在調試中需要折中處理。

04MOS管的軟開關實現

前面分析了寄生參數在MOS管硬開關情況下帶來的Vgs和Vds震蕩問題，以及進行抑制的方法。MOS管的軟開關指的是零電壓開通ZVS(MOS管開通過程中Vds電壓一直為0)和零電流關斷ZCS(MOS管關斷過程中Ids電流一直為0)。那么如果能軟開關，就可以從根源上解決Vds震蕩問題，相當于去掉了單位階躍激勵源。對于Vgs而言，整個驅動單位輸入過程中，Vds電壓保持為0，驅動電流同時對結電容Cgs和Cgd充電，其模型為下圖：

圖15??MOS管ZVS簡化模型

那么相對于硬開關，等效電容C2=Cgs+Cgd。相當于結電容Cgs變大，可以減小Vgs震蕩，并且原公式中Vds變化速率K值變為0，Vgs無震蕩尖峰。

MOS管的ZVS的實現如果是主開關管，一般通過回路電感的續流，讓MOS管在開通前結電容電壓被泄放為0。對于同步整流的MOS管而言，只需要保證MOS管的開通在體二極管已經開始續流后導通，即可實現ZVS。MOS管的ZCS實現需要回路電流在關斷前降為0，這個需要設計拓撲回路的工作模式。

05PCB走線影響

通過前面的分析，為了減小Vgs和Vds，都需要減小MOS管的寄生電感Lg，Ls，Ld。這部分寄生電感即包括器件本身的寄生電感，還包括電路PCB走線和MOS管腳的寄生電感，因此需要盡量縮短走線回路，減少PCB走線帶來的電感，已及其他電路對走線回路的耦合干擾。

圖16??MOS管驅動走線回路

如上圖所示保證驅動回路與MOS管腳足夠近，所形成的驅動回路足夠小，并且在驅動芯片的供電電源上并小電容，與同屬一個供電網絡的其他輔助電源負載解耦，以減少同屬一個供電網絡中的不同回路之間相互高頻干擾。同屬一個網絡的不同功率回路，盡量保證單點接地，不至于形成其他回路。

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總結

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